(Radar) 5. 레이다 센서의 IQ 신호 이해하기

도플러의 부호를 살리려면 90° 어긋난 두 채널이 필요하다(0장). 그 두 채널이 I와 Q다.

레이다 센서 데이터를 처음 받아보면 대개 여기서 한 번 멈춘다. 센서가 뱉어내는 것이 “거리 값”이 아니라 I와 Q라는 두 줄기의 숫자열이기 때문이다. 그 IQ 신호가 무엇이고, 왜 하필 두 개인지, 하드웨어가 이를 어떻게 만들어내며, 그로부터 거리·속도·각도·미세 움직임이 어떻게 나오는지를 순서대로 적어 둔다. 여기서 다루는 IQ는 특정 파형의 것이 아니라 CW·펄스·FMCW에 공통인 표현이다.

$\lambda = c/f$, $f_d = 2v/\lambda$, dB 읽는 법 정도를 전제로 둔다.

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1. 레이다는 무엇을 측정하는가

레이다가 무엇을 재는 장치인지는 1장에 정리했다. 이 글에 필요한 것만 한 줄로 되짚으면 이렇다 — 거리는 왕복 시간에서, 속도는 도플러에서, 각도는 안테나의 공간 배치에서 나온다. 앞의 둘은 파형이 정하고 셋째는 기하가 정한다.

그림 1. 레이다의 기본 원리. 송신파가 표적에 반사되어 τ만큼 늦게 돌아오면 거리를, 반사파의 주파수가 f₀에서 f_d만큼 이동하면 속도를 알 수 있다.

\[R = \frac{c\,\tau}{2}, \qquad f_d = \frac{2v}{\lambda}\]

여기서 $\lambda = c/f_0$는 반송파의 파장, $v$는 표적의 시선 방향(레이다를 향한) 속도 성분이다. 분모·분자에 2가 붙는 이유는 전파가 왕복하기 때문이다.

단 $\tau$를 재려면 송신파에 시간 표식, 즉 변조가 있어야 한다. 주파수가 고정된 단일 톤 CW에는 그 표식이 없어 거리를 원리적으로 얻지 못하고 속도와 각도만 남는다. 거리축의 유무가 CW와 FMCW를 가르는 첫 갈림길이다. 여기서는 두 파형에 공통인 IQ만 보고, 갈림길 자체는 다음 글로 넘긴다.

숫자로 보면: 24 GHz 레이다의 파장은 $\lambda = 12.5\,\mathrm{mm}$다. 사람이 1 m/s로 걸어오면 도플러 편이는 $f_d = 2 \times 1 / 0.0125 = 160\,\mathrm{Hz}$. 수십 GHz의 반송파에 얹힌 겨우 수백 Hz의 변화를 읽어내는 것이 레이다 신호처리의 본질이다.

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2. 진폭만으로는 부족하다 — 위상에 숨은 정보

수신된 에코는 다음과 같은 형태의 고주파 신호다.

\[s(t) = A\cos\big(2\pi f_0 t + \phi(t)\big)\]

• $A$: 진폭 — 표적의 반사 세기(RCS), 거리 감쇠 등이 반영된다.
• $\phi(t)$: 위상 — 전파가 왕복한 경로 길이가 새겨진다. 표적 거리 $R$에 대해

\[\phi(t) = -\frac{4\pi R(t)}{\lambda}\]

이 위상이라는 것이 놀랄 만큼 예민하다. 거리가 $\Delta R$만큼 변할 때 위상 변화는 $\Delta\phi = 4\pi \Delta R / \lambda$이므로, 파장의 절반만 움직여도 위상은 한 바퀴(360°)를 돈다.

숫자로 보면: 60 GHz 레이다($\lambda = 5\,\mathrm{mm}$) 앞에서 심박에 의한 흉벽 진동 0.5 mm는 위상으로 $\Delta\phi = 4\pi \times 0.0005 / 0.005 \approx 72°$, 호흡에 의한 5 mm는 720°(두 바퀴)로 나타난다. 진폭으로는 보이지도 않는 움직임이 위상에서는 선명하게 보인다. 비접촉 호흡·심박 센서가 가능한 이유이고, 동시에 호흡 정도의 변위만 되어도 위상이 이미 감기기 시작한다는 뜻이라 언랩(unwrap)이 필요해진다.

문제는 위상을 어떻게 꺼내느냐다. 수신 신호를 기준 신호 $2\cos(2\pi f_0 t)$ 하나와만 비교(믹싱)하면 얻는 값은 $A\cos\phi$ 한 개뿐인데, 여기엔 두 가지 치명적인 모호함이 남는다. (진폭 앞의 2는 곱-합 공식에서 붙는 $1/2$을 되돌려 진폭을 보존하려는 정규화일 뿐 물리적 의미는 없다. 뒤에서 전개해 보면 바로 보인다.)

1. 코사인은 짝함수라 $\cos(+\phi) = \cos(-\phi)$. 위상의 부호를 구분할 수 없다.
2. $A\cos\phi$ 값 하나에 진폭과 위상이 뒤섞여 있다. 값이 작을 때 그것이 약한 신호($A$ 작음)인지, 위상이 90° 근처($\cos\phi \approx 0$)인지 알 수 없다.

2차원 정보(진폭 + 위상)를 1차원 측정값 하나로 복원하려니 당연히 부족한 것이다. 해결책은 단순하다 — 서로 직교하는 기준으로 두 번 측정하면 된다. 그것이 IQ다.

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3. IQ 신호란 무엇인가

3.1 정의 — 90° 차이 나는 두 개의 성분

IQ 신호란 하나의 신호를 서로 90° 위상 차이가 나는 두 직교 성분으로 표현한 것이다.

• I (In-phase, 동상 성분) — 기준 신호(코사인)와 위상이 같은 성분: $I = A\cos\phi$
• Q (Quadrature, 직교 성분) — 기준보다 90° 어긋난 성분: $Q = A\sin\phi$

그림 2. I(파랑)와 Q(주황)의 시간 파형. 같은 주파수로 진동하되 항상 1/4주기(90°)만큼 어긋나 있어, 한쪽이 0을 지나는 순간 다른 쪽은 최대가 된다.

“직교(quadrature)”라는 말이 핵심이다. $\cos$과 $\sin$은 수학적으로 서로 독립인 축이어서, 두 값을 알면 신호의 상태가 유일하게 결정된다. 한 채널이 놓치는 정보를 다른 채널이 반드시 들고 있다.

3.2 복소 평면에서 보기 — 회전하는 화살표 하나

I를 실수부, Q를 허수부로 놓으면 신호는 복소수 하나로 표현된다.

\[x(t) = I(t) + jQ(t) = A\,e^{j\phi(t)}\]

이는 오일러 공식 $e^{j\phi} = \cos\phi + j\sin\phi$ 그대로다. 복소 평면 위에서 신호는 길이 $A$, 각도 $\phi$인 화살표(페이저, phasor) 하나가 되고, 신호가 진동하면 이 화살표가 원을 그리며 회전한다.

그림 3. I–Q 평면의 페이저. 화살표의 가로 투영이 I, 세로 투영이 Q이며, 길이가 진폭, 각도가 위상, 회전 속도가 주파수에 해당한다.

즉 IQ 한 쌍만 있으면 신호의 모든 것이 산수 수준으로 복원된다.

알고 싶은 것	계산	의미
진폭	$A = \sqrt{I^2 + Q^2}$	신호의 세기 (반사 강도)
위상	$\phi = \operatorname{atan2}(Q,\, I)$	파동의 진행 상태 (경로 길이)
주파수	$f = \dfrac{1}{2\pi}\dfrac{d\phi}{dt}$	위상의 변화율 (도플러)

이 표현 방식은 레이다만의 것이 아니라 통신 변복조(QAM 등), 위성, SDR(소프트웨어 정의 라디오) 등 모든 RF 시스템의 공용어다.

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4. 하드웨어는 I/Q를 어떻게 만드는가 — 직교 복조

수 GHz의 수신 신호를 그대로 디지털로 샘플링하는 것은 비현실적이므로, 레이다 수신단은 직교 복조기(quadrature demodulator)로 신호를 저주파 대역(baseband)으로 끌어내리면서 I/Q를 만든다. 구조는 생각보다 단순하다 — 같은 수신 신호를 두 갈래로 나눠, 90° 차이 나는 두 기준파와 각각 곱한 뒤 저역 통과 필터(LPF)를 통과시키는 것이 전부다.

그림 4. 직교 복조기. 국부 발진기(LO)의 cos/−sin 두 기준파로 믹싱하면 반송파 f₀는 제거되고, 위상 φ(t)를 담은 저주파 I/Q 쌍이 남는다.

직접 전개해 보면 왜 반송파가 사라지는지가 한 줄에 보인다. 곱-합 공식 $2\cos\alpha\cos\beta = \cos(\alpha-\beta) + \cos(\alpha+\beta)$에 $\alpha = 2\pi f_0 t + \phi(t)$, $\beta = 2\pi f_0 t$를 넣으면

\[s(t)\cdot 2\cos(2\pi f_0 t) = \underbrace{A\cos\phi(t)}_{\text{저주파 — 남길 것}} \;+\; \underbrace{A\cos\big(4\pi f_0 t + \phi(t)\big)}_{2f_0\ \text{부근 — LPF 가 버릴 것}}\]

Q 쪽은 $-2\cos\alpha\sin\beta = \sin(\alpha-\beta) - \sin(\alpha+\beta)$를 쓰면 같은 모양이 된다. 두 결과에 LPF를 걸면 이렇다.

\[I(t) = \mathrm{LPF}\big\{\, s(t)\cdot 2\cos(2\pi f_0 t) \,\big\} = A\cos\phi(t)\] \[Q(t) = \mathrm{LPF}\big\{\, -s(t)\cdot 2\sin(2\pi f_0 t) \,\big\} = A\sin\phi(t)\]

수 GHz로 진동하던 반송파는 사라지고, 표적의 정보($A$, $\phi$)만 담긴 느린 신호 두 개가 남는다. 이를 ADC로 샘플링한 것이 우리가 코드에서 만나는 복소 데이터 $x[n] = I[n] + jQ[n]$이다.

이 직교 수신 구조는 특정 파형 전용이 아니다. 다만 기준파가 고정 주파수 $f_0$인 위 유도가 글자 그대로 맞는 쪽은 CW 도플러 수신단(진짜 zero-IF 호모다인)이고, FMCW는 기준파 자리에 송신 chirp 자신이 들어가는 dechirp 구조여서 출력이 DC가 아니라 비트 주파수 $f_b$에 실린다. I/Q를 만드는 원리는 같고 그 뒤에 붙는 신호처리가 다를 뿐이다.

실무 메모 — 이상적인 I/Q는 없다. 실제 하드웨어에서는 ① 두 채널의 이득·위상이 완벽히 같지 않고(I/Q 불균형 → 스펙트럼 반대편에 유령 피크(image) 발생), ② LO 누설·자기 믹싱으로 DC 오프셋이 생기며(0 Hz 부근 스파이크), ③ 채널 간 지연 차이도 존재한다. 신호처리 파이프라인 앞단에서 DC 제거와 I/Q 보정(calibration)을 하는 이유다.

다만 ②의 무게는 파형에 따라 완전히 다르다. FMCW는 표적이 $f_b > 0$에 있으니 DC를 고역 통과로 잘라내면 그만이지만, CW는 정보 자체가 DC 근처에 있어 같은 방법을 쓰면 신호를 함께 버린다. CW에서는 I–Q 궤적이 그리는 원호에 원을 피팅해 중심(= DC 오프셋)을 추정하고, 그 중심을 기준으로 arctangent를 취하는 쪽이 정석이다.

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5. 왜 두 채널이어야 하는가 — IQ의 세 가지 결정적 이점

“채널 하나면 회로도 절반인데 굳이?”에 대한 답이다.

5.1 도플러의 부호 — 다가오는지 멀어지는지

표적이 상대 속도 $v$로 접근하면 거리는 $R(t) = R_0 - vt$로 줄고, 위상에 대입하면

\[\phi(t) = -\frac{4\pi R_0}{\lambda} + 2\pi \underbrace{\frac{2v}{\lambda}}_{f_d} t\]

즉 복소 신호 $x(t) = A e^{j\phi(t)}$는 접근 시 반시계 방향(+$f_d$), 이탈 시 시계 방향(−$f_d$)으로 회전한다. 회전 방향이 곧 움직임의 방향이다.

반면 채널이 하나뿐이면 $I(t) = A\cos(2\pi f_d t + \phi_0)$만 남는데, $\cos(+2\pi f_d t) = \cos(-2\pi f_d t)$이므로 회전 방향 정보가 소멸한다. 스펙트럼으로 보면 실수 신호는 항상 $\pm f_d$에 좌우 대칭 피크가 서기 때문에 어느 쪽이 진짜인지 알 수 없다.

그림 5. 실수 신호의 스펙트럼(왼쪽)은 켤레 대칭이라 접근/이탈이 겹쳐 보이지만, 복소 IQ 신호(가운데·오른쪽)는 한쪽에만 피크가 서므로 방향이 그대로 드러난다.

숫자로 보면: 77 GHz 차량용 레이다($\lambda \approx 3.9\,\mathrm{mm}$)에서 100 km/h로 접근하는 차는 $f_d \approx +14.3\,\mathrm{kHz}$, 같은 속도로 멀어지는 차는 $-14.3\,\mathrm{kHz}$. IQ가 있어야 이 둘을 갈라, 다가오는 차에만 경보를 울릴 수 있다.

5.2 어떤 위상에서도 감도 유지 — 널 포인트(null point) 문제

미세한 움직임 $\Delta\phi(t)$를 감지하는 상황(호흡, 진동 모니터링)을 보자. 단일 채널의 출력을 동작점 $\phi_0$ 근방에서 전개하면

\[I(t) = A\cos\big(\phi_0 + \Delta\phi(t)\big) \approx A\cos\phi_0 - A\sin\phi_0 \cdot \Delta\phi(t)\]

감도가 $\sin\phi_0$에 비례한다. 즉 $\phi_0$가 0°나 180° 근처(코사인 곡선의 꼭대기/바닥)에 걸리면 미세 위상 변화가 출력에 거의 나타나지 않는다. 이것이 널 포인트다.

간격은 $\lambda/4$다. 동작점 위상이 $\phi_0 = -4\pi R/\lambda$이므로 표적 거리 $R$이 $\lambda/4$만큼 움직이면 위상은 정확히 $\pi$ 돈다 — 꼭대기에서 바닥으로 옮겨갈 뿐 기울기는 여전히 0이다. 24 GHz라면 3.1 mm마다 한 번씩 이 지점을 만난다. 표적이 어디에 서 있느냐는 우리가 통제할 수 없으므로, 단일 채널 센서는 “운 나쁜 거리”에서 실명하는 셈이다.

그림 6. 같은 동작점(φ₀ = 0°)에서 I 채널은 곡선의 꼭대기라 출력이 거의 변하지 않지만(널 포인트), Q 채널은 기울기가 최대라 같은 Δφ가 크게 나타난다.

그런데 Q 채널의 감도는 $\cos\phi_0$에 비례한다. 한 채널의 감도가 0이 되는 바로 그 위상에서 다른 채널의 감도는 최대가 된다. 두 채널을 함께 써서 $\phi = \operatorname{atan2}(Q, I)$로 위상을 직접 복원(arctangent demodulation)하면 동작점과 무관하게 항상 미세 움직임을 추적할 수 있다.

단 이건 I–Q 궤적의 중심이 원점에 있을 때 이야기다. 앞 절의 DC 오프셋이 남아 있으면 궤적이 원점을 벗어난 호가 되고, 그 위에서 atan2를 씌우면 복원 위상이 왜곡된다. 실무에서 arctangent 복조 앞에 중심 추정을 반드시 두는 이유이며, 이 문제가 가장 첨예한 곳은 표적이 사실상 정지해 있는 CW 도플러 센서다. 실제로 arctangent 복조라는 해법 자체가 CW 생체신호 레이다에서 나왔다.

5.3 신호 처리의 효율과 정확성

복소 기저대역 표현은 그 자체로 신호처리를 단순하게 만든다.

• FFT 한 번으로 ± 주파수 전체를 얻는다. 실수 신호처럼 절반이 켤레 중복으로 낭비되지 않고, 음수 주파수 축이 온전히 “이탈하는 표적”의 자리로 쓰인다.
• 주파수 변환이 곱셈 하나다: $x(t)\,e^{j2\pi \Delta f\, t}$면 스펙트럼이 통째로 $\Delta f$만큼 이동한다. 필터링, 채널화, 도플러 보상이 전부 이 성질 위에서 돌아간다.
• 코히어런트(위상 유지) 처리가 가능하다. 위상을 보존한 채 여러 펄스/chirp를 누적(적분)하면 잡음 대비 신호가 정직하게 쌓인다. 위상 정보가 없으면 이 이득을 포기해야 한다.
• 샘플링 관점의 이점: 대역폭 $B$인 신호를 실수 한 채널로 받으려면 ADC가 $2B$로 돌아야 하지만, 복소 기저대역이면 I·Q 두 채널이 각각 $B$면 된다. 초당 만들어지는 실수 값의 개수는 $2B$로 똑같으니 정보가 늘어나는 것이 아니라, ADC 하나가 감당할 클럭이 절반으로 내려가고 안티에일리어싱 필터 요구도 헐거워지는 것이다.

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6. IQ 신호로 무엇을 뽑아낼 수 있는가 — FMCW 레이다의 예

현업에서 가장 흔한 FMCW(주파수 변조 연속파) 레이다를 예로, IQ 데이터가 최종 정보로 바뀌는 전체 흐름을 보자.

그림 7. FMCW 처리 체인. 송신 chirp와 τ 지연된 에코의 주파수 차(비트 주파수)를 IQ로 샘플링한 뒤, FFT 두 번과 안테나 간 위상 비교로 거리·속도·각도를 순차 추출한다.

1. 거리 — 주파수가 시간에 따라 증가하는 chirp를 쏘면, $\tau$ 늦게 도착한 에코와 현재 송신파 사이에 일정한 주파수 차이(비트 주파수 $f_b = S\tau$, $S$는 chirp 기울기)가 생긴다. 비트 신호를 IQ로 샘플링해 range FFT를 하면 피크 위치가 곧 거리다. 여러 표적이 있으면 피크가 여러 개 서므로 동시 측정이 된다. 엄밀히는 비트 주파수에 도플러가 함께 실려 $f_b = 2SR/c + f_d$가 되므로 거리에 $c f_d/2S$만큼 편향이 생긴다. 77 GHz에서 100 km/h로 접근하는 표적을 $S = 30\,\mathrm{MHz/\mu s}$로 보면 약 7 cm — 아래에서 말할 4 GHz 대역폭의 분해능 3.75 cm보다 크다. fast-chirp 설계로 기울기를 키워 이 항을 눌러 두는 이유다.
2. 속도 — 같은 표적이라도 chirp가 반복될 때마다 위상이 $\Delta\phi = 4\pi v T_c/\lambda$씩 돌아간다($T_c$: chirp 주기). chirp 방향(slow-time)으로 Doppler FFT를 하면 속도가, 그것도 부호까지 포함해서 나온다. 두 FFT의 결과를 펼친 것이 range–Doppler 맵이다.
3. 각도(AoA) — 수신 안테나를 $d$ 간격으로 여러 개 두면, 비스듬히 오는 파면은 안테나마다 $\Delta\phi = 2\pi d\sin\theta/\lambda$의 위상차로 도착한다. 안테나 간 위상 비교로 방위각이 나온다. 진폭 비교 모노펄스나 빔 스캔으로도 각도는 낼 수 있지만, 안테나 몇 개로 파장 단위의 정밀도를 얻으려면 위상 간섭계가 사실상 유일한 선택이다. 다만 $\lvert\Delta\phi\rvert \le \pi$여야 $\theta$가 유일하게 정해지므로 안테나 간격은 원칙적으로 $d \le \lambda/2$이고, $d$를 키우면 정밀도는 좋아지지만 각도 모호성이 생긴다. 배열 소자 간격을 $\lambda/2$로 두는 근거인 격자엽(grating lobe)이 이것과 같은 현상이다 — 배열의 언어로는 엉뚱한 방향에 두 번째 주엽이 서는 일이고, 간섭계의 언어로는 위상차가 한 바퀴 넘게 감겨 각도가 하나로 풀리지 않는 일이다. $d$를 키운 실제 설계값과 그때 좁아지는 시야는 뒤에서 숫자로 확인한다. 그리고 이 관계식에는 chirp도 range FFT도 필요 없다 — 코히어런트한 다중 RX 채널만 있으면 파형과 무관하게 성립한다. RX 3개를 ‘ㄴ’ 자로 배치해 상하·좌우 위상차를 재는 실제 구현은 3채널 레이다 센서로 스핀축 계산하기에 정리해 두었다.
4. 미세 변위 — 특정 거리 빈(bin)의 위상을 시간에 따라 추적하면 $\Delta R = \lambda\Delta\phi/4\pi$의 초정밀 변위계가 된다. 호흡·심박 모니터링, 구조물 진동 계측이 여기에 해당한다.

물리량	IQ에서 얻는 방법	핵심 관계식
거리 $R$	비트 주파수의 range FFT 피크	$R = \dfrac{c\, f_b}{2S}$
속도 $v$	chirp 간 위상 회전 (Doppler FFT)	$f_d = \dfrac{2v}{\lambda}$
각도 $\theta$	수신 안테나 간 위상차	$\Delta\phi = \dfrac{2\pi d \sin\theta}{\lambda}$
미세 변위 $\Delta R$	위상 추적 (arctangent 복조)	$\Delta\phi = \dfrac{4\pi \Delta R}{\lambda}$

분해능도 파라미터에서 바로 나온다: 거리 분해능은 chirp 대역폭 $B$로 결정되어 $\Delta R = c/2B$. 24 GHz ISM 대역($B = 250\,\mathrm{MHz}$)이면 0.6 m, 77–81 GHz($B = 4\,\mathrm{GHz}$)면 3.75 cm다. 차량·산업용 레이다가 밀리미터파로 옮겨간 큰 이유 중 하나다.

같은 이야기의 반대편이 속도다. 속도 분해능은 코히어런트 관측 시간으로 정해져 $\Delta v = \lambda/2T$이며, 이는 CW든 FMCW든 같다(FMCW는 $T$ 자리에 프레임 길이가 들어간다). 거리 분해능은 주파수축을 얼마나 넓게 보았는가, 속도 분해능은 시간축을 얼마나 길게 보았는가로 결정되는 같은 푸리에 쌍대성의 양면이다. 단일 톤 CW는 $B \to 0$이라 거리축이 없는 극단에 해당한다.

같은 표를 CW로 옮기면

위 흐름은 FMCW 기준이다. 이 시리즈가 실제로 다루는 것은 CW이므로, 같은 IQ 스트림을 단일 톤 CW로 받았을 때 무엇이 남고 무엇이 사라지는지를 미리 대조해 둔다.

물리량	FMCW	단일 톤 CW
거리 $R$	비트 주파수의 range FFT 피크	얻지 못한다 — 반송파에 시간 표식이 없다
속도 $v$	chirp 축으로 Doppler FFT	시간축에 FFT 한 번, 그 자체가 도플러 스펙트럼
각도 $\theta$	채널 간 위상차	같다 — 파형과 무관하다
미세 변위 $\Delta R$	거리 빈을 고른 뒤 위상 추적	고를 빈이 없으니 바로 위상 추적

네 줄 중 사라지는 것은 첫 줄 하나뿐이고, 나머지 셋은 그대로 성립한다. 왜 그 한 줄만 사라지는지, 그리고 그것을 포기하는 대가로 무엇을 얻는지는 다음 글에서 정리한다.

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7. 정리

• 레이다 수신 신호의 정보는 진폭과 위상에 나뉘어 담겨 있고, 위상은 파장 이하의 움직임까지 보이는 초정밀 센서다.
• 1차원 측정(단일 채널)으로는 위상 부호 모호성과 널 포인트를 피할 수 없다. 90° 직교하는 두 성분 I, Q로 두 번 측정하면 신호 상태가 유일하게 복원된다.
• IQ는 수학적으로 복소 신호 $x = I + jQ = Ae^{j\phi}$이며, 하드웨어적으로는 직교 복조기(cos/−sin 믹싱 + LPF)의 출력이다.
• IQ 덕분에 레이다는 도플러의 부호(접근/이탈), 모든 위상에서의 감도, 코히어런트 처리 이득을 얻고, 그 위에서 거리·속도·각도·미세 변위가 차례로 계산된다.
• IQ는 파형에 종속되지 않는다. 위상, 직교 복조, 도플러 부호, 널 포인트, 코히어런트 적분, 안테나 간 위상차는 CW든 펄스든 FMCW든 그대로 성립한다. 파형이 결정하는 것은 거리축의 유무와, 그로부터 갈라지는 처리 체인이다.

결국 IQ 신호란 “신호가 품은 정보를 하나도 흘리지 않고 받아내기 위한 최소한의 표현”이다. 레이다 데이터에서 복소수를 만나면 그림 3의 회전하는 화살표 하나로 환원해 두면 된다. CW와 FMCW의 정면 비교 — 같은 IQ 스트림을 접느냐 접지 않느냐가 거리축·속도 모호성·연산량을 어떻게 갈라놓는지, 어떤 표적에 어느 쪽이 맞는지 — 는 다음 글로 넘긴다.

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참고 자료

• M. A. Richards, Fundamentals of Radar Signal Processing, McGraw-Hill — 레이다 신호처리 표준 교과서
• TI mmWave Training Series, The fundamentals of millimeter wave radar sensors — FMCW·IQ 처리 흐름을 가장 쉽게 정리한 백서
• Wikipedia, In-phase and quadrature components
• A. Droitcour et al., “Range Correlation and I/Q Performance Benefits in Single-Chip Silicon Doppler Radars for Noncontact Cardiopulmonary Monitoring,” IEEE Trans. MTT, 2004 — CW 도플러 레이다에서 널 포인트, I/Q 이점, 레인지 상관을 정리한 원 논문
• B.-K. Park, O. Boric-Lubecke, V. M. Lubecke, “Arctangent Demodulation With DC Offset Compensation in Quadrature Doppler Radar Receiver Systems,” IEEE Trans. MTT, 2007 — CW arctangent 복조의 DC 오프셋 보상